В. Голуб

Режим усилителей по постоянному току и измерительные усилители

Рассмотрены вопросы стабилизации режима усилителей по постоянному току и, в частности, описываемых измерительных усилителей серии AD62x и нового усилителя AD8225.

Для усилительных устройств существенным является стабильность их режима по постоянному току [1], при котором обеспечиваются линейность характеристик и, вообще, способность устройств выполнять свои усилительные функции. Сказанное имеет отношение, в частности, к транзисторным усилителям, а также к микросхемам операционных, измерительных и других усилителей, основным элементом которых являются транзисторы. Вопросу обеспечения режима по постоянному току уделялось большое внимание ещё на заре развития транзисторной техники. "Исторически знаменитой" является работа Р. Ши [2], который провёл первые исследования в этой области и, в частности, определил влияние обратного тока коллекторного перехода биполярного транзистора и его температурной нестабильности на режим усилителей. С тех пор многое изменилось: улучшились параметры транзисторов; на смену биполярным германиевым пришли кремниевые, а также различного вида полевые транзисторы; усовершенствовались методы расчёта стабилизации их режима. Изменилась также "психология" разработчиков электронной аппаратуры: на смену схемотехнике пришла системотехника, и можно не знать, что такое транзистор, а использовать готовый измерительный усилитель или, скажем, микросхему для измерения электрической энергии с усилителем на входе. Но, во-первых, разработчик микросхем имеет дело с транзисторами, составляющими вместе с другими элементами микросхему в одном кристалле. Во-вторых, нельзя сказать, что для системотехников транзисторы являются "изолированными" элементами. Например, входы большинства операционных усилителей и других устройств являются выводами баз биполярных транзисторов. Примерами могут быть измерительный усилитель AD620 фирмы Analog Devices [3], микросхемы для измерения электрической энергии [4] и другие устройства.

Режим биполярного транзистора

Режим транзистора зависит от его параметров, схемы включения и условий работы в составе усилительного устройства, в том числе, от температуры окружающей среды, влияющей на параметры. Постоянный ток коллектора биполярного транзистора равен

I_K = I_Бh_21Э + I_КБ0(1 + h_21Э) = (1)
= (I_Б + I_КБ0)h_21Э + I_КБ0 ~         (2)
~ (I_Б + I_КБ0)h_21Э,                        (3)

где первая составляющая в (1) задаётся внешним током базы I_Б (имеется в виду постоянный ток смещения), а вторая определяется обратным током коллекторного перехода I_КБ0, являющимся одним из параметров транзистора. Другим параметром транзистора, влияющим на его режим, согласно (1), является h_21Э - коэффициент усиления по постоянному току. Из формулы (2), являющейся видоизменением записи (1), следует, что управляющей является сумма токов I_Б и I_КБ0, протекающих через эмиттерный переход, умножаемая, соответственно, на коэффициент усиления h_21Э. Эта сумма, увеличенная в h_21Э раз, дополнительно суммируется в коллекторном переходе с I_КБ0, образуя ток коллектора. Обычно I_КБ0 << I_K, в связи с чем I_K выражается приближенной формулой (3).

Ток эмиттера

I_Э = (I_Б + I_КБ0)(1 + h_21Э) ~ (I_Б + I_КБ0)h_21Э

отличается от I_К на величину тока базы I_Б и примерно равен I_К (при h_21Э >> 1 и I_КБ0 << I_K).

Исходя из того, что токи коллектора I_K и эмиттера I_Э, зависимые от h_21Э и I_КБ0, должны быть стабилизированы, запишем (1) и (3) в виде

I_Б = I_К/h_21Э – I_КБ0(1 + 1/h_21Э) ~ (4)
~ I_K/h_21Э – I_КБ0                             (5)

Для стабилизации тока коллектора (I_K = const) необходимо, чтобы ток базы I_Б, в результате действия стабилизирующих причин, рассмотренных ниже, приобретал требуемые, согласно (4) и (5), положительные или отрицательные значения в пределах между I_K/h_21Э и -I_КБ0. Отрицательный ток базы, являющийся частью I_КБ0, появляется в том случае, когда другой части I_КБ0 достаточно для получения требуемого тока коллектора. Отметим, что ток базы I_Б® I_K/h_21Э будет при пониженной температуре, когда h_21Э относительно мало, а I_КБ0 > 0, и I_Б® -I_КБ0 при повышенной температуре, когда h_21Э и I_КБ0 относительно велики.

На рис. 1а приведена простейшая схема каскада на одном транзисторе, в котором обеспечивается стабильный режим при I_K ~ const. В обобщённом виде исходными нестабильностями, вносимыми транзистором, являются нестабильности тока базы DI_Б и напряжения "база-эмиттер" DUБЭ [1]. Нестабильность DIБ — это ток базы (4), если принять в качестве номинального значения I_Б.ном = 0. В результате, с учётом технологического разброса параметров и температуры коллекторного перехода, DI_Б- ® I_K/h_21Э- и DI_Б+ ® -I_КБ0+ (положительный и отрицательный токи базы), где h_21Э- - минимальное значение при пониженной температуре, а I_КБ0+ — максимальное значение при повышенной температуре. Отметим, что в нормативных документах значения h_21Э приводятся обычно для номинального тока коллектора, а значения I_КБ0 — для "нулевого" тока, когда I_K = I_КБ0. В результате, при реальном токе I_K, который существенно больше I_КБ0, последний возрастёт за счёт разогрева коллекторного перехода током I_K. Этот разогрев следует учитывать путём определения температуры коллекторного перехода по известным формулам.

Рисунок 1. Схемы каскадов на одном транзисторе (а) и с усиленной (показаны цепи переменного тока) коллекторно-эмиттроной отрицательной обратной связью (б)

В качестве примера приведём транзисторы BC807-40W (pnp) и BC817-40W (npn) фирмы Infineon Technologies [5]. Коэффициент h_21Э - в пределах 250…630, а ток I_КБ0 0,1 мкА при температуре окружающей среды +25ºC; ток I_КБ0 50 мкА - при температуре коллекторного перехода +150ºC. Значения h_21Э даются для тока I_K = 100 мА, но в [5] приводится семейство (для температур -50, +25 и +100ºC) характеристик h_21Э в зависимости от I_K. Диапазон температур для коллекторного перехода — от -50 до +150ºC. Согласно приведённым данным, с учётом технологического разброса и температурной зависимости параметров, ток базы при I_K = 1 мА будет в пределах от DI_Б- < +10 мкА до DI_Б+ = -50 мкА. Положительный ток базы (при отрицательных температурах) будет больше при бoльших значениях I_K.

Для возможности реализации выражения (4) при I_K > const должно обеспечиваться регулируемое смещение от внешнего источника тока базы, в том числе, его отрицательных значений. При этом сопротивление цепи (постоянному току) должно быть относительно небольшим, так как падение напряжения на нём за счёт прохождения тока базы (как положительного, так и отрицательного) будет способствовать увеличению нестабильности тока коллектора. Регулируемое смещение обеспечивается в результате отрицательной обратной связи по постоянному току. В простейшем случае стабилизация достигается введением резистора в цепь эмиттера (R_Э на рис. 1а). Более эффективная стабилизация достигается в сложных усилительных каскадах с гальваническими связями транзисторов, в которых, помимо усиленных отрицательных обратных связей, осуществляется компенсация нестабильностей (при соответствующем включении транзисторов). Эффективная стабилизация достигается также при совместном использовании гальванически связанных транзисторов и операционных усилителей. Примером являются рассматриваемые ниже измерительные усилители.

Нестабильность режима транзистора в усилителе по схеме на рис. 1а характеризуется следующими выражениями для нестабильностей тока коллектора и напряжения "коллектор-база":

DI_K = – DI_БS – DU_БЭN; (6)
DU_КБ = DI_БC + DU_БЭH, (7)

где S = 1 + R_Б/R_Э, N =1/R_Э, C = SR_K + R_Б и H = NR_K - коэффициенты нестабильности, а R_Б, R_Э и R_K - сопротивления постоянному току цепей базы, эмиттера и коллектора. Чем меньше R_Б и больше R_Э, тем меньше нестабильности DI_K и DU_КБ. Аналогичные выражения могут быть записаны для DI_Э и DU_КЭ - нестабильностей тока эмиттера и напряжения "коллектор-эмиттер". О стабилизации режима в сложных цепях с гальваническими связями транзисторов, а также транзисторов и операционных усилителей, и о влиянии DU_БЭ сказано в [1].

Измерительные усилители фирмы Analog Devices

Среди усилительных устройств существенное место занимают измерительные (инструментальные) усилители, предназначенные для измерительных систем. Источниками входных сигналов могут быть датчики для измерения физических величин — температуры, давления, ускорений и др., датчики сигналов в электрокардиографии и так далее. Измерительные усилители (в частности, серии AD62x фирмы Analog Devices) обладают следующими особенностями: вход - дифференциальный, с высоким входным сопротивлением; стабильный коэффициент усиления; высокая равномерность АЧХ в заданной полосе частот (обычно от 0 Гц); высокая линейность амплитудной характеристики; низкий уровень шума. Отметим, что для измерительных усилителей стабилизация режима важна не только для их функционирования в линейном режиме, но и по той причине, что их частотный диапазон начинается от 0 Гц, и нестабильность, например, выходного напряжения будет проявляться как погрешность. Поэтому к измерительным усилителям, равно как и к другим с частотным диапазоном от 0 Гц, предъявляются более жёсткие требования по стабилизации режима, чем к другим усилителям.

Для измерительных усилителей за основу обычно берётся одна из двух схем, приведённых на рис. 2а,б. Первая из них - на трёх, вторая - на двух операционных усилителях. Входным является дифференциальный (разностный) сигнал

Uвх = U_вх1 – U_вх2, (8)

где U_вх1 и U_вх2 - сигналы на первом (неинвертирующем) и втором (инвертирующем) входах усилителя. Дифференциальный вход не требует того, чтобы входной сигнал был симметричным. Так, например, если подать сигнал на первый вход (при закороченном втором), дифференциальная составляющая, согласно (8), будет ему равна. Применение дифференциального входа с двухпроводной линией для входного сигнала обеспечивает подавление синфазной сетевой наводки. Отметим, что в усилителе, например AD620, подавление синфазного сигнала (подаваемого на оба входа) составляет 90…130 дБ - в зависимости от коэффициента передачи, выставляемого в пределах от 1 до 1000.

Коэффициент передачи первого из усилителей (рис. 2а):

K = U_вых/U_вх = [1 + (R₁ + R₂)/R_обр]R₅/R₃ (9)

при условии R₅/R₃ = R₆/R₄. Дополнительно при условии R₁ = R₂ и R₃ = R₅ выражение (9) упрощается: K = 1 + 2R₁/R_обр. Для второго усилителя (рис. 2б) аналогично:

K = U_вых/U_вх = 1 + (R₁ + R₄)/R_обр + R₄/R₃

при условии R₁/R₄ = R₂/R₃. Дополнительно при R₁ = R₄, R₂ = R₃:

K = 1 + 2R₁/R_обр + R₄/R₃.

Рисунок 2. Схемы измерительных усилителей на трёх (а) и двух (б) операционных усилителях

В основу AD620 положена схема усилителя на рис. 2а. В отличие от неё, входной каскад AD620, упрощённая схема которого приведена на рис. 3, дополнен транзисторами T₁ и T₂ и токозадающими элементами (источниками тока) I_Б1', I_К1', I_Э1', I_Б2', I_К2' и I_Э2', обеспечивающими токовый режим транзисторов. Кроме того, на входе усилителя имеются цепи защиты от входных перегрузок, не показанные на рис. 3. Все элементы усилителя входят в состав микросхемы, кроме резистора Rобр, который является внешним (для возможности переключения коэффициента усиления).

Входной каскад AD620 можно рассматривать в качестве балансного (благодаря общему для T₁ и T₂ резистору Rобр) транзисторного усилителя с усиленной (в операционных усилителях A₁ и A₂) коллекторно-эмиттерной отрицательной обратной связью, подобной показанной на рис. 1б. Указанное включение (рис. 1б) описано в [9] и используется также в усилителях типа "Current Feedback", рассмотренных в [10]. Коэффициент усиления определяется цепями обратной связи, в связи с чем введение транзисторов в состав усилителя не изменяет выражения (9), которым определяется коэффициент для AD620. Для обеспечения нормальной работы AD620 важно правильное подключение его входной цепи, при котором обеспечивалась бы стабилизация режима усилителя. Это может быть низкоомный резистивный датчик, с которым усилитель имеет гальваническую связь. Другой вариант подключения обоих входов усилителя - с разделительными конденсаторами, но с обязательной "привязкой" обоих входов (баз транзисторов T₁ и T₂) к "земле" через резисторы R_Б1 и R_Б2, как показано на рис. 3.

Рисунок 3. Упрощённая схема входного каскада измерительного усилителя AD620

Рассмотрим "механизм" стабилизации режима входного каскада. Токовый режим транзисторов входного каскада определяется указанными выше токозадающими элементами (источниками тока), а также построением его схемы с цепями стабилизации. Отметим, что токозадающий элемент - это двухполюсник, характеризуемый постоянным выходным током независимо от приложенного напряжения (в "рабочих" пределах) и имеющий, соответственно, высокое динамическое сопротивление. На рис. 4 показаны токи в одном плече входного каскада, причём на рис. 4а-в - для разных коэффициентов усиления транзистора по постоянному току h_21Э и при равенстве токов источников I_K’ и I_Э’, а на рис. 4г - при их неравенстве. Коллекторный ток транзистора определяется током источника IК’ в предположении, что ток инвертирующего входа операционного усилителя (A₁ и A₂ на рис. 3) равен нулю. Проставленные на рис. 4 численные значения токов и h21Э являются условными и приведены для наглядности в качестве примера.

Рисунок 4. Распределение токов в цепях входного транзистора с разными значениями h_21Э и I_Э'

На рис. 4а ток коллектора определяется источником I_K’ и равен I_K = 10 мкА. Ток базы, согласно (4), при h_21Э = 100 и I_КБ0 > 0 равен 0,1 мкА, а ток эмиттера при этом равен I_Э = I_K + I_Б = 10,1 мкА. Но в цепи эмиттера - источник I_Э’ с током 10 мкА, в связи с чем избыточная разность токов, равная 0,1 мкА, потечёт, как показано на рис. 4а, в относительно низкоомную цепь обратной связи и, далее, на выходы усилителей A₁ и A₂. В цепи базы включен источник I_Б’, ток которого как раз равен требуемому току базы 0,1 мкА. Это - "номинальный" случай, соответствующий "компенсированному" режиму усилителя, рассмотренному в [3]. Ток источника будет полностью использован базой транзистора, а в резисторе R_Б ток будет отсутствовать. Соответственно, потенциал базы, "привязанный" через резистор RБ к нулевому потенциалу "земли", также будет равен нулю. Что касается потенциала коллектора, который соединён с инвертирующим входом A₁ (A₂), повторяющим потенциал неинвертирующего входа, то он будет равен E₁ (E₂), показанному на рис. 3. Потенциал эмиттера будет отличаться от потенциала базы (в данном случае, равного нулю) на величину напряжения "база-эмиттер", определяемого входной вольтамперной характеристикой транзистора, равную десятым долям вольта.

На рис. 4б коэффициент усиления транзистора h_21Э = 200 (его увеличение может произойти, например, при повышении температуры). В результате, ток базы при I_K’ = 10 мкА (условно будем считать, как и в первом случае, что I_КБ0 > 0) будет равен I_Б = 0,05 мкА, а избыток тока, обеспечиваемый источником I_Б’, замкнётся через резистор R_Б. Потенциал базы, определяемый падением напряжения на R_Б, будет равен E_Б = 50 мВ. На рис. 4в показан другой случай - с h_21Э = 50, при котором ток базы будет равен 0,2 мкА. Его недостаток при токе источника 0,1 мкА, в отличие от избытка на рис. 4б, будет компенсирован током через резистор R_Б (другого направления, по сравнению с предыдущим случаем). Потенциал базы при этом станет отрицательным и равным E_Б = -100 мВ.

На рис. 4г, в отличие от рис. 4а, ток источника в цепи эмиттера показан равным 11 мкА, а ток эмиттера, как и в схеме на рис. 4а, равен 10,1 мкА. В результате, разностный ток 0,9 мкА, уже другого направления, замкнётся через цепь обратной связи и усилитель A1 (A2). В рассмотренных четырёх случаях ток коллектора равен 10 мкА, напряжение на коллекторе - около E₁ (E₂), а напряжение на базе - в пределах от 50 до -100 мВ. На рис. 4а-г ток I_КБ0 условно показан равным нулю. В соответствии с этим, ток базы положителен, но разной величины, в зависимости от h_21Э. Реально, при наличии I_КБ0, ток базы, согласно (4), может быть и отрицательным.

В соответствии с рассмотренным, резистор R_Б (R_Б1, R_Б2), показанный на рис. 4 (3), играет существенную роль в обеспечении стабилизации режима усилителя. Рассмотренный "механизм" формирования "режимных" токов и напряжений в цепях усилителя может быть полезным читателям для анализа ими других схем, в которых должна обеспечиваться стабилизация режима.

В соответствии с [7], фирма Analog Devices выпускает измерительные усилители серий AMP0x (AMP01/2/3/4), AD52x (AD522/4/6), AD62x (AD620/…/9) и усилители AD8200 и AD8225. Усилитель AD620, как уже сказано, соответствует схеме на рис. 2а. Аналогичные схемы, с некоторыми отличиями, используются и в усилителях AD621/2/3/4/5. В усилителе AD627 используется схема, приведённая на рис. 2б. Усилители AD628, AD8200 и AD8225 являются новыми. AD628/9 и AD8200 могут работать при высоких синфазных напряжениях.

В составе AD8225 используются три операционных усилителя, но схема AD8225 отличается от схем на рис. 2а и 3. Прежде всего, отсутствует резистор R_обр, связывающий оба плеча входного каскада, а сопротивления резисторов R₁ и R₂ равны нулю. В результате, вместо "связанного" каскада на A₁ и A₂ с коэффициентом усиления, большем единицы, в AD8225 используются два автономных повторителя. Отсутствуют также источники тока I_Б1' (I_Б2') и I_Э1' (I_Э2'). Коэффициент усиления AD8225 определяется каскадом на A₃ и равен пяти.

Параметры и другие данные усилителей AD620/1/2/7 и AD8225 приведены в таблице. Это, в частности, параметры, свойственные операционным усилителям и влияющие на нестабильность режима: входной ток (I_вх), разность входных токов (DI_вх) и напряжение смещения нуля (U_см), причём для AD620/1/7 - максимальные значения в диапазоне рабочих температур, а для AD622 и AD8225 - при температуре +25ºC, но с указанием их температурных коэффициентов. В [8] для AD620/1/7 также даются значения параметров при +25ºC и температурных коэффициентов, но в таблице они не приведены. Первый из указанных выше параметров (I_вх) - это ток базы в соответствии с (4). А второй и третий - дифференциальные параметры, из которых напряжение смещения нуля является приведённым ко входу. Отметим, что если U_см влияет непосредственно, то DI_вх - с учётом резисторов R_Б, а именно: U_см + DI_вхR_Б, где R_Б - сопротивление каждого из резисторов на обоих выводах дифференциального входа. Подробнее о влиянии I_вх, DI_вх и U_см также можно прочесть в [1].

Диапазон рабочих температур для усилителей с суффиксами A и B в обозначениях (таблица) - от -40 до +85ºC, а для усилителей AD620/1 с суффиксом S — от -55 до +125ºC. Помимо суффиксов A, B и S, в обозначениях присутствует дополнительный суффикс, обусловленный используемым корпусом микросхемы. Например, в обозначениях AD620AR и AD620SQ/883 суффиксы R и Q - это корпуса типа SOIC и Cerdip. Кроме того, цифра 883 - это ссылка на стандарт MIL-STD-883.

Подробнее с измерительными усилителями фирмы Analog Devices можно ознакомиться в [3,6–8], а также в научно-производственной фирме VD MAIS (http://www.vdmais.kiev.ua; info@vdmais.kiev.ua), являющейся официальным авторизованным дистрибьютором фирмы Analog Devices в Украине.

Таблица. Параметры некоторых измерительных усилителей фирмы Analog Devices

Литература

1. Голуб В.С. Расчёт стабилизации режима полупроводниковых усилителей. Киев: Технiка, 1977.
2. Ши Р.Ф. Усилители звуковой частоты на полупроводниковых триодах / Пер. с англ. под ред. И.Г. Мамонкина. М.: ИЛ, 1957.
3. Kitchin C., Counts L., A Designer’s Guide to Instrumentation Amplifiers. Analog Devices, 2000.
4. Голуб В. Электронные счетчики электроэнергии // Chip News. 2002. № 6. С. 50–59.
5. Infineon Technologies’ Data Sheets: BC807W, BC808W (Nov. 29, 2001); BC817W, BC818W (Oct. 20, 1999).
6. Kester W., Bryant J., Jung W., Amplifiers for Signal Conditioning // Practical Design Techniques for Sensor Signal Conditioning. Analog Devices, 1999.
7. Amplifiers and Linear: Instrumentation Amplifiers. Analog Devices (http://www.analog.com).
8. Analog Devices’ Data Sheets: AD620 (Rev. E, 1999); AD621 (Rev. B, 2001); AD622 (Rev. C, 1999); AD623 (Rev. C, 1999); AD624 (Rev. C, 2001); AD625 (Rev. D, 2000); AD626 (Rev. C, 1999); AD627 (Rev. B, 2001); AD628 (Rev. 0, 2002); AD629 (Rev. A, 2000); AD8200 (Rev. A, 2002); AD8225 (Rev. 0, 2002).
9. Справочник по технике магнитной записи / Под ред. О.В. Порицкого, Е.Н. Травникова. Киев: Технiка, 1981. с. 252.
10. Голуб В. Операционные усилители типа “Current Feedback” // Радиохобби. 2000. № 4.